1. 在 BUCK 变换器中的应用
图3-23 为采用 IR2110 驱动 BUCK 变换器中 MOSFET 的电路。自举电容的初始充电由 Ucc 电源经电感和滤波电容完成。为确保自举电容充电电压不超过 Uss（20 V）的限制，该 LC 谐振电路的 Q 值应足够小；若 Q 值不够小，应在自举二极管支路串联电阻，或在自举电容上并联齐纳二极管。
图3-23 IR2110 在 BUCK 变换器中的应用
若电路工作在连续电流模式，电源对自举电容的充电在续流二极管导通期间进行；在电流不连续模式中，若续流二极管导通期间很短，则电源经滤波元件与负载对自举电容充电。图3-23 电路中，1 μF 去耦电容与 11、12、13 端应在同一点接地，并与功率部分的接地点分开。
2. 在双正激变换器中的应用
图3-24 为用 IR2110 驱动双正激变换器的电路。该情况下续流二极管导通时间较短，为确保自举电容 C1 初始开通后后续周期内能充满电荷，电路中增加了 R1、VT3、VT4 三个元件。当 VT1、VT2 截止且 VT4 也截止时，VT3 饱和导通，将电容 C1 一端对地接通，使 C1、C2 很快充电至约 15 V；当 VT1、VT2 导通时 VT4 也导通，使 VT3 截止，从而 C1 对地一端与 VT1 管源极等电位、C1 维持 15 V 不变，C1 对地电位被举高，保证 VT1 栅压高于源极电压、VT1 饱和导通。
图3-24 IR2110 在双正激变换器中的应用
3. 在三相桥式电机驱动电路中的应用
图3-25 所示三相桥式电动机驱动电路实现时须严格注意布局设计，因波形中 di/dt 分量较大且三组开关工作互为 120°。特别应注意，离共地点最远的驱动器会在 IR2110 的 2 端与参考地之间承受最大电压降。此外，当无刷直流电机锁定转子且桥的一臂断开、长时间工作时，IR2110 的 5 端会出现不同电压，此时自举电容可能放电，造成高端功率管接受信号却不工作、而低端功率管仍在工作。为避免此情况，可采取以下措施：
图3-25 IR2110 在三相桥式电动机驱动电路
1）若电极在此段时间不起作用，控制逻辑首先开通低端功率管；2）当不需要导通时，控制安排有很窄的“正常”占空比；3）若一电极在有限且已知时间内不用，可据此时间选取自举电容大小，以维持该段时间内的电荷。
若桥路为感应电动机驱动的一部分，采用 PWM 技术合成正弦波，每一电极在低频时以零或极窄占空比通过较长时间间隔，自举电容应能保持足够电荷以维持该段时间不必充电。图3-25 电路中，高压母线与逻辑电路间的绝缘由 IR2110 反偏结保证，若其中任一结构结击穿会对其余部件造成严重后果，为避免此问题可用光耦或脉冲变压器作隔离元件。
4. 在全桥变换器中的应用
图3-26 为用两片 IR2110 驱动的全桥变换器电路。变换器低端与 IR2110 关闭端加有电流检测电路，其工作方法与变换器要求的 PWM 技术、电源精度要求及有无负电源等有关。电路的关闭功能是锁定的，可保证负载电流经功率 MOSFET 内部二极管衰减后，MOSFET 仍保持断开，锁定只有在下个周期开始时才能复位。
图3-26 IR2110 在全桥变换器中的应用
图3-26 中的寄生电感在快速开关的高 di/dt 作用下，会在功率 MOSFET 上产生过冲电压；在电源线与功率管间加去耦电容可减轻影响，但电路布局最好紧密排列。这些电感加上续流二极管的正向恢复效应，还会引起电源线上电压来回摆动（如 Us 端电压可能低于 COM 端电压），Us 端电压可低到 -4 V（最低极限），超过此极限会引起高端通道工作不稳定。
IR2110 的开通与关断传输延迟时间接近匹配（失配时间不大于 10 ns），开通延迟比关断延迟长 25 ns，保证功率管工作时不会重叠导通。为更安全，可在功率管栅极加电阻与二极管网络（如 R1、VD1、R2、VD2、R3、VD3、R4、VD4），该网络可进一步延迟功率管导通而不影响关断，等效于增加死区时间。10 脚接低电平可获得正负半周全占空输出；输出采用调制或方波可通过 2 脚选择，2 脚悬空或高电平为调制脉冲输出、2 脚低电平为方波输出。